EXTVCC連接

LTC1735包含一個內(nèi)部P溝道MOSFET在EXTVCC和INTVCC引腳之間連接的開關(guān)。當(dāng)EXTVCC引腳高于4.7V時，內(nèi)部5.2V調(diào)節(jié)器關(guān)閉，開關(guān)閉合，INTVCC電源通過EXTVCC供電，直到EXTVCC降至4.5V以下在正常運行。當(dāng)輸出超出調(diào)節(jié)范圍時（啟動、短路）電源由內(nèi)部調(diào)節(jié)器。對EXTVCC引腳施加的電壓不得超過7V并確保EXTVCC≤VIN。通過通電可以實現(xiàn)顯著的效率提高由于VIN電流產(chǎn)生來自驅(qū)動器和控制電流將通過系數(shù)（占空比）/（效率）。對于5V調(diào)節(jié)器簡單地說就是將EXTVCC管腳直接連接到VOUT。但是，對于3.3V和其他低壓調(diào)節(jié)器，需要額外的電路來獲得INTVCC功率從輸出。下表總結(jié)了EXTVCC的四種可能連接：

1.EXTVCC左開（或接地）。這將導(dǎo)致INTVCC由內(nèi)部5.2V調(diào)節(jié)器供電在高輸入電壓下，效率損失高達(dá)10%。

2.EXTVCC直接連接到VOUT。這是正?，F(xiàn)象連接5V輸出調(diào)節(jié)器，并提供效率最高。對于高于5V的輸出電壓，EXTVCC需要連接到VOUT，以便檢測引腳'不超過絕對最大額定值。允許MOSFET柵極驅(qū)動和控制電源

3.EXTVCC連接到輸出派生的boost網(wǎng)絡(luò)。對于3.3V和其他低壓穩(wěn)壓器，效率提高仍然可以通過將EXTVCC連接到一個輸出電壓，該電壓已經(jīng)被提升到大于4.7伏。這可以通過感應(yīng)式升壓來實現(xiàn)繞組如圖3a所示或電容性電荷泵如圖3b所示。充電泵具有簡單磁學(xué)的優(yōu)點。

4.EXTVCC連接到外部電源。如果外部電源在5V至7V范圍內(nèi)可用（EXTVCC≤VIN），如筆記本主5V系統(tǒng)電源，則可使用如果EXTVCC與MOSFET柵極驅(qū)動要求。這是典型的案例由于5V電源幾乎總是存在，并且由另一個高效率的調(diào)節(jié)器。

輸出電壓編程

輸出電壓由外部電阻分壓器設(shè)置根據(jù)以下公式：

電阻分壓器連接到輸出，如圖所示在圖4中允許遙感電壓。

上部模塊MOSFET驅(qū)動器電源（CB，DB）外部自舉電容器CB連接到升壓引腳為上部模塊提供柵極驅(qū)動電壓MOSFET。功能圖中的電容器CB已充電當(dāng)SW引腳時，通過外部二極管DB從INTVCC很低。注意，通過CB的電壓是一個二極管低于INTVCC。當(dāng)上部的MOSFET打開后，驅(qū)動器將CB電壓置于MOSFET的柵源。這增強(qiáng)了MOSFET打開上部開關(guān)。開關(guān)節(jié)點電壓SW上升到VIN，BOOST pin上升到VIN+INTVCC。升壓電容器CB的值需要是100倍大于上部模塊的總輸入電容MOSFET。在大多數(shù)應(yīng)用中，0.1μF至0.33μF相當(dāng)。DB上的反向擊穿必須更大大于VIN（最大值）。當(dāng)調(diào)整柵極驅(qū)動電平時，最終仲裁者是調(diào)節(jié)器的總輸入電流。如果你做出改變輸入電流減小，然后你改善了效率。如果輸入電流沒有變化，那么效率沒有變化

SENSE+/SENSE–引腳

電流比較器的共模輸入范圍從0V到1.1（INTVCC）。連續(xù)線性操作在整個過程中，降壓應(yīng)用程序得到保證范圍允許輸出電壓在0.8V到7V之間。使用差分NPN輸入級，并用來自內(nèi)部2.4V電源的內(nèi)部電阻器，如圖所示在功能圖中。這導(dǎo)致電流由感應(yīng)針源或沉，取決于輸出電壓。如果輸出電壓低于2.4V電流會從兩個感應(yīng)管腳流出到主輸出端。這個強(qiáng)制可由實現(xiàn)的最小負(fù)載電流電阻分壓器。流出的最大電流感應(yīng)管腳是：ISENSE++ISENSE–=（2.4V–VOUT）/24k由于VOSENSE伺服到0.8V參考電壓，我們可以選擇圖4中的R1，使其具有最大值吸收此電流：

調(diào)節(jié)輸出電壓1.8V，最大值R1的值應(yīng)該是32k。注意在輸出電壓高于2.4V無需R1的最大值來吸收檢測引腳電流；然而，R1仍受VOSENSE反饋電流。

軟啟動/運行功能

RUN/SS引腳是一個多功能引腳，提供軟啟動功能和關(guān)閉LTC1735的方法。軟啟動逐漸減少來自VIN的浪涌電流增加控制器的電流限制ITH（MAX）。這個別針也可用于電源排序。將RUN/SS引腳拉至1.5V以下，將LTC1735放入關(guān)機(jī)。該引腳可直接從邏輯驅(qū)動如圖5所示。VIN靜態(tài)電流是一個函數(shù)運行電壓/SS電壓（參考第6頁的典型性能特性圖）。松開RUN/SS銷允許內(nèi)部1.2μA電流源對外部軟啟動電容器CSS。如果RUN/SS已經(jīng)一直拖到地面在啟動前有一個延遲大約：

當(dāng)RUN/SS上的電壓達(dá)到1.5V時，LTC1735在電流限制約為25毫伏/秒。當(dāng)RUN/SS引腳上的電壓增加時從1.5V到3.0V，內(nèi)部電流限制增加從25mV/RSENSE到75mV/RSENSE。輸出電流極限緩慢上升，需要額外的1.25s/μF達(dá)到最大電流。因此，輸出電流上升慢慢地，從輸入電源。

圖5中的二極管D1減少了啟動延遲，同時允許CSS為軟啟動功能緩慢充電。這個如果不需要軟啟動，可以刪除二極管和CSS。RUN/SS引腳有一個內(nèi)部6V齊納鉗（參見功能圖）。

故障條件：過電流閉鎖RUN/SS引腳還提供關(guān)閉當(dāng)過電流條件為檢測。RUN/SS電容器CSS最初用于開啟并限制控制器的浪涌電流。之后控制器已啟動并有足夠的時間給輸出電容器充電并提供滿負(fù)荷電流，CSS用作短路計時器。如果輸出電壓降至其標(biāo)稱輸出電壓的70%以下當(dāng)CSS達(dá)到4.1V后，假設(shè)輸出嚴(yán)重過流和/或短路條件，所以CSS開始放電。如果情況持續(xù)根據(jù)CSS的大小，在足夠長的時間內(nèi)，SS/pin將關(guān)閉，直到控制器關(guān)閉電壓被回收。可以通過提供一個符合RUN/SS引腳組件5V時電流>5μA如圖6所示。這種電流縮短了軟起動周期，但也可防止RUN/SS的凈排放

嚴(yán)重過電流和/或短路時的電容器條件。從車輛識別號（VIN）獲得5μA電流時，如圖␣6a，當(dāng)前l(fā)atchoff始終失敗。二極管將上拉電阻器連接至INTVCC，如圖6b所示，消除控制器關(guān)閉期間的任何額外電源電流，同時消除INTVCC負(fù)載，防止控制器啟動。如果CSS上的電壓沒有超過4.1V，過電流閂鎖未啟用，且功能被禁用。在設(shè)計的原型階段，可能存在問題噪聲拾取或不良布局導(dǎo)致保護(hù)電路關(guān)上。取消此功能可以很容易地對電路和PC布局進(jìn)行故障排除。內(nèi)部短路和折疊電流限制仍然有效，從而保護(hù)供電系統(tǒng)不發(fā)生故障。設(shè)計完成后，就可以做出決定了是否啟用latchoff功能。軟啟動電容器CSS的值需要可根據(jù)輸出電流、輸出電容和負(fù)載進(jìn)行縮放電流特性。最小軟啟動能力由下式給出：CSS>（COUT）（VOUT）（10–4）（RSENSE）建議的最小軟啟動電容器CSS␣=␣0.1μF足以滿足大多數(shù)應(yīng)用。

故障條件：電流限制和電流回退LTC1735電流比較器具有最大感應(yīng)產(chǎn)生最大MOSFET電流的75mV電壓75毫伏/秒。LTC1735包括當(dāng)前的折疊，以進(jìn)一步幫助輸出對地短路時限制負(fù)載電流。即使在過載的情況下，折疊電路也處于活動狀態(tài)上述停機(jī)閂鎖失效。如果輸出下降一半以上，然后是最大感應(yīng)電壓從75毫伏逐漸降低到30毫伏。低于占空比非常低的短路情況下LTC1735將開始循環(huán)跳過，以限制短路電流。在這種情況下，底部MOSFET將傳導(dǎo)峰值電流。短路紋波電流由最小接通時間決定LTC1735的噸（最小值）（約200ns），輸入電壓和電感器值：∆IL（SC）=噸（最小）VIN/L由此產(chǎn)生的短路電流為：

當(dāng)前的foldback功能始終處于活動狀態(tài)，而不是受當(dāng)前l(fā)atchoff函數(shù)的影響。

故障條件：輸出過壓保護(hù)（撬棍）輸出過電壓撬桿設(shè)計用于系統(tǒng)保險絲在輸入引線輸出時監(jiān)管機(jī)構(gòu)的漲幅遠(yuǎn)高于名義水平。這個這種情況會導(dǎo)致巨大的電流流動，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于正常運行時。此功能旨在保護(hù)防止頂部MOSFET短路；它不能保護(hù)控制器本身的故障。比較器（功能圖中的OV）檢測高于標(biāo)稱值7.5%的過電壓故障輸出電壓。當(dāng)感覺到這種情況時，頂部MOSFET關(guān)閉，底部MOSFET被強(qiáng)制打開。底部MOSFET持續(xù)開啟as只要0V條件持續(xù)；如果VOUT返回保險箱水平，正常操作自動恢復(fù)。注意，動態(tài)改變輸出電壓可能瞬間過電壓保護(hù)動作編程輸出電壓降低。這個遺囑不會造成永久性的閉鎖，也不會破壞預(yù)期電壓變化。具有軟閂鎖過壓保護(hù)，允許動態(tài)改變輸出電壓過電壓保護(hù)跟蹤新編程的輸出電壓，始終保護(hù)負(fù)載。

最低準(zhǔn)時注意事項

最小接通時間tON（MIN）是最小的時間量LTC1735能夠打開頂部MOSFET又走了。它由內(nèi)部定時延遲和開啟頂部MOSFET所需的柵極電荷。低占空比應(yīng)用可能接近該最小工作時間限制，應(yīng)注意確保：

如果占空比低于最短接通時間，LTC1735將開始跳過周期。輸出電壓將繼續(xù)調(diào)節(jié)，但是紋波電流和電壓會增加。LTC1735在適當(dāng)?shù)呐渲玫膽?yīng)用程序一般小于200ns。然而，當(dāng)峰值感應(yīng)電壓降低時，最小值如圖7所示，準(zhǔn)時性逐漸增加。這是在強(qiáng)制連續(xù)應(yīng)用中尤其值得關(guān)注在輕負(fù)載下具有低紋波電流。如果占空比下降在這種情況下，低于最低接通時間限制相應(yīng)地，較大的電流和電壓紋波會導(dǎo)致大量的周期跳變。如果應(yīng)用程序可以在接近最小時間限制的情況下運行，則必須選擇足夠低的電感器提供足夠的紋波振幅，以滿足最小的準(zhǔn)時要求。一般來說，保持電感器紋波電流等于或大于30%VIN（最大）時的IOUT（最大值）

FCB引腳操作

當(dāng)FCB引腳降至其0.8V閾值以下時，強(qiáng)制連續(xù)模式操作。在這種情況下，頂部和底部mosfet繼續(xù)同步驅(qū)動不管主輸出上的負(fù)載如何。突發(fā)模式操作被禁用，并且允許在感應(yīng)器。除了提供邏輯輸入以強(qiáng)制連續(xù)同步操作和外部同步FCB引腳提供了一種調(diào)節(jié)反激式繞組的方法輸出（參見圖3a）。在連續(xù)模式下，電流在主變壓器中持續(xù)流動。二次繞組只有在底部，同步開關(guān)打開。一次負(fù)載時電流低和/或VIN/VOUT比率低，則同步開關(guān)可能沒有足夠的開啟量從輸出電容器到二次負(fù)載。強(qiáng)制連續(xù)運行將支持二次繞組，前提是有足夠的同步開關(guān)占空比。因此，F(xiàn)CB輸入引腳移除必須從從初級電感器中提取功率輔助繞組。當(dāng)循環(huán)處于連續(xù)模式時名義上，輔助輸出可以不加考慮地加載一次輸出負(fù)載。二次輸出電壓VSEC通常設(shè)置為如圖␣3a所示，變壓器的匝數(shù)比N為：VSEC≅（N+1）輸出但是，如果控制器進(jìn)入突發(fā)模式操作由于一次負(fù)載電流很小而停止切換，然后VSEC會下降。外部電阻分壓器至FCB引腳的VSEC設(shè)置最小電壓VSEC（MIN）：

如果VSEC下降到這個水平以下，F(xiàn)CB電壓強(qiáng)制持續(xù)切換操作，直到VSEC再次高于它的最小值。為了防止在未對FCB引腳進(jìn)行外部連接的情況下出現(xiàn)異常操作，F(xiàn)CB引腳的電流為0.17μa內(nèi)部電流源將引腳拉高。記住選擇電阻值R3時，包括該電流和R4。內(nèi)部LTC1735振蕩器可與通過應(yīng)用和時鐘FCB引腳的外部振蕩器當(dāng)a.V以上信號與a.V.1同步時外部頻率，突發(fā)模式操作被禁用，但是在低負(fù)載電流下，由于電流禁止反轉(zhuǎn)。底部的門每10個時鐘周期，以確保引導(dǎo)帽保持新鮮。外部時鐘的上升沿應(yīng)用于FCB引腳開始一個新的循環(huán)。不得驅(qū)動FCB銷當(dāng)設(shè)備處于關(guān)機(jī)狀態(tài)時（RUN/SS引腳低）。同步范圍從0.9fO到1.3fO，其中COSC設(shè)置的fO。試圖同步一個更高的頻率超過1.3fO會導(dǎo)致斜率補(bǔ)償不足，并在高占空比下導(dǎo)致環(huán)路不穩(wěn)定（占空比>50%）。如果在同步的，額外的斜率補(bǔ)償可以通過簡單地降低COSC來獲得。下表總結(jié)了FCB引腳上可用的可能狀態(tài)：

效率考慮因素

開關(guān)調(diào)節(jié)器的效率百分比等于輸出功率除以輸入功率乘以100%。分析單個損失以確定是什么限制了效率，哪些改變會產(chǎn)生最大的改進(jìn)。效率百分比可以是表示為：%效率=100%–（L1+L2+L3+…）式中，L1、L2等是單個損失的百分比輸入功率。

雖然電路中的所有耗散元件都會產(chǎn)生損失，4個主要來源通常占LTC1735電路中的損耗：1）VIN電流，2）␣INTVCC電流，3）I2R損耗，4）上部模塊MOSFET過渡損失。

（1） VIN電流是中給出的直流電源電流不包括MOSFET驅(qū)動器的電氣特性控制電流。VIN電流導(dǎo)致較?。?lt;0.1%）隨著車輛識別號（VIN）增加的損失。

（2） INTVCC電流是MOSFET驅(qū)動器和控制電流。電流源于MOSFET開關(guān)功率mosfet的柵電容。每次MOSFET柵極從低到高切換到再次低，電荷包dQ從INTVCC移動到接地。產(chǎn)生的dQ/dt是來自INTVCC的電流通常比控制電路電流大得多。在連續(xù)模式，IGATECHG=f（QT+QB），其中QT和QB是上部和底部的莫斯費茨。通過EXTVCC開關(guān)輸入提供INTVCC電源從一個輸出或其他高效率的來源將縮放駕駛員和控制所需的VIN電流電路的系數(shù)為（占空比）/（效率）。例如，在20V到5V的應(yīng)用中，10mA INTVCC電流導(dǎo)致大約3毫安的VIN電流。這減少了從10%或更高的中間電流損耗（如果驅(qū)動器直接從車輛識別號（VIN）到只有百分之幾。

（3） I2R損耗由MOSFET，電感和電流分流。在連續(xù)模式下平均輸出電流流過L和RSENSE，但是在上部主MOSFET和同步MOSFET。如果兩個MOSFET那么，在RDS上的電阻大致相同一個MOSFET可以簡單地用電阻求和以獲得I2R損失。例如，如果每個RDS（ON）=0.03Ω，RL=0.05Ω，RSENSE=0.01Ω，則總電阻為0.09Ω。這導(dǎo)致?lián)p失范圍當(dāng)輸出電流從1A增加到5V輸出為5A，3.3V輸出為3%至14%損耗。效率的變化取決于相同的外部元件和輸出功率水平。I2R公司在高輸出電流下，損耗會導(dǎo)致效率下降。

（4） 過渡損耗僅適用于上部模塊MOSFET只有在高輸入下運行時才變得重要電壓（通常為12V或更高）。過渡損耗可以估算依據(jù)：過渡損耗=（1.7）VIN2 IO（最大）CRSS f其他“隱性”損失，如銅跟蹤和內(nèi)部對于便攜式系統(tǒng)效率下降10%。它是非常重要的是要將這些“系統(tǒng)”級損耗包括在系統(tǒng)設(shè)計。內(nèi)部電池和保險絲電阻損失可通過確保CIN充足的電荷儲存和極低的開關(guān)頻率下的ESR。25W電源通常需要最小20μF至40μF電容，最大ESR為0.01Ω至0.02Ω。其他損失包括死區(qū)內(nèi)的肖特基傳導(dǎo)損耗和電感鐵芯損耗通常占總損耗的2%以下額外損失。

檢查瞬態(tài)響應(yīng)

調(diào)節(jié)器回路的響應(yīng)可以通過查看負(fù)載電流瞬態(tài)響應(yīng)。開關(guān)調(diào)節(jié)器對負(fù)載電流的一個階躍響應(yīng)幾個周期。當(dāng)加載步驟發(fā)生時，VOUT移動量等于至∆ILOAD（ESR），其中ESR是COUT的有效串聯(lián)電阻。∆ILOAD也開始充電或放電產(chǎn)生反饋錯誤信號調(diào)節(jié)器以適應(yīng)電流變化和返回電壓它的穩(wěn)態(tài)值。在這段恢復(fù)時間內(nèi)可監(jiān)控是否過度過沖或響鈴，這說明穩(wěn)定性有問題。OPTI-LOOP補(bǔ)償使瞬態(tài)響應(yīng)在大范圍的輸出電容和ESR范圍內(nèi)得到優(yōu)化價值觀。第i個引腳的可用性不僅允許優(yōu)化控制回路行為的同時也提供了直流耦合交流濾波閉環(huán)響應(yīng)試驗點。在這個穩(wěn)定點，上升真正體現(xiàn)了閉環(huán)響應(yīng)。假設(shè)前主導(dǎo)二階系統(tǒng)，相位裕度和/或阻尼系數(shù)可以用在這個針上看到過沖。帶寬也可以是通過檢查銷的上升時間來估計。第i個圖1所示的外部部件電路將為大多數(shù)應(yīng)用程序提供適當(dāng)?shù)钠瘘c

第i系列RC–CC濾波器設(shè)置主極點零點回路補(bǔ)償。可以稍微修改這些值（0.5到2倍建議值）以優(yōu)化一旦完成最終PC布局和特定的輸出電容器類型和值決心。需要選擇輸出電容器因為不同的類型和值決定了循環(huán)反饋因子增益和相位。輸出電流脈沖20%至100%滿載電流，上升時間為1μs到10μs將產(chǎn)生輸出電壓和第i個pin波形這將給人一種整體環(huán)路穩(wěn)定性的感覺打破反饋回路。初始輸出電壓階躍可能不在反饋回路的帶寬內(nèi)，所以標(biāo)準(zhǔn)二階過沖/DC比不能用于確定相位裕度。環(huán)路的增益將通過增加RC和循環(huán)將通過降低CC而增加。如果RC增加通過降低CC的相同因素，零頻率將保持不變，從而保持相位不變在反饋回路的最關(guān)鍵頻率范圍內(nèi)。輸出電壓的穩(wěn)定行為與閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性實際的總體供應(yīng)表現(xiàn)。詳細(xì)的關(guān)于優(yōu)化補(bǔ)償組件的說明，包括對控制回路理論的回顧，參見應(yīng)用注釋76。

第二個更嚴(yán)重的瞬態(tài)是由接通引起的帶有大（>1μF）的負(fù)載提供旁路電容器。這個放電旁路電容器有效并聯(lián)用COUT，導(dǎo)致VOUT快速下降。沒有調(diào)節(jié)器可以迅速改變電流的輸送以防止這種情況發(fā)生負(fù)載開關(guān)時輸出電壓突然階躍變化阻力低，驅(qū)動速度快。如果CLOAD to COUT大于1:50，開關(guān)上升時間應(yīng)控制負(fù)載上升時間大約（25）（CLOAD）。因此，10μF電容器需要250微秒的上升時間，將充電電流限制為大約200毫安。

改善瞬態(tài)響應(yīng)，降低輸出有源電壓定位電容快速負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，有限的板空間和低成本是微處理器電源的要求有源電壓定位提高了瞬態(tài)響應(yīng)降低了為a供電所需的輸出電容微處理器，其中典型的負(fù)載階躍為0.2A100ns內(nèi)為15A或100ns內(nèi)為15A至0.2A。在微處理器必須保持在標(biāo)稱電壓的±0.1V左右盡管有這些負(fù)載電流步驟。因為控制回路不能這么快響應(yīng)，輸出電容器必須提供負(fù)載電流，直到控制回路能夠響應(yīng)。電容器ESR和ESL主要決定輸出電壓下降或過沖。通常，需要并聯(lián)幾個電容器，以滿足微處理器瞬態(tài)要求。有源電壓定位是放松管制的一種形式。它設(shè)定了輕負(fù)載時輸出電壓高，重負(fù)載時輸出電壓低荷載。當(dāng)負(fù)載電流突然增加時，輸出電壓從高于標(biāo)稱值的水平開始，因此輸出電壓可以下降更多，并保持在規(guī)定的電壓范圍內(nèi)。當(dāng)負(fù)載電流突然降低時輸出電壓從低于標(biāo)稱值的水平開始輸出電壓可以有更多的過沖和保持在規(guī)定的電壓范圍內(nèi)。當(dāng)使用電壓定位時，需要較小的輸出容量，因為輸出上允許更多的電壓變化電容器。

有源電壓定位可以使用LTC1735和兩個電阻器的OPTI-LOOP架構(gòu)連接到第i個引腳。當(dāng)誤差放大器必須驅(qū)動電阻負(fù)載時，引入了輸入電壓偏移。誤差輸入時，該偏移量限制在±30mV放大器。輸出電壓的變化是輸入偏移與反饋分壓器的乘積比例。圖8顯示了一個CPU核心電壓調(diào)節(jié)器電壓定位。電阻器R1和R4強(qiáng)制輸入電壓偏移，根據(jù)負(fù)載電流水平。要選擇R1和R4的值，首先確定允許的輸出放松量。這個典型微處理器的實際規(guī)格允許輸出變化為±0.112V。LTC1735參考精度為±1%。使用1%公差電阻，總計反饋分頻器精度約為1%，因為兩者反饋電阻接近相同值。結(jié)果設(shè)定點精度為±2%，因此輸出瞬態(tài)

電壓不能超過±0.082V。當(dāng)VOUT=1.5V時第i個引腳控制的最大輸出電壓變化將是：

在第i個引腳的最佳電阻值下，輸出電壓從最小負(fù)載時的1.55V到1.44V滿載時。在該輸出電壓下，有源電壓位置為輸出電容器上的允許傳輸電壓提供了額外的±56mV，比沒有有源電壓時允許的±82mV提高了68%定位。下一步是計算VITH的比例因子第i個引腳電壓。第八個比例因子反映第i個引腳給定負(fù)載電流所需的電壓。維生素控制峰值感應(yīng)電阻電壓，代表直流電輸出電流加上半個峰間電感電流。空載至滿載范圍為0.3V至2.4V，將感測電阻電壓從0V控制到75毫伏的∆VSENSE（最大）電壓。計算出的維生素帶有0.003Ω感應(yīng)電阻器的比例因數(shù)為：

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