特征

軌間輸出擺動

單電源操作：+3 V至+36 V

低偏移電壓：300 mV

增益帶寬積：75 kHz

高開環增益：1000 V/mV

單位增益穩定

低電源電流/每個放大器：最大150 mA

應用

電池供電儀表

伺服放大器

執行機構驅動

傳感器調節器

電源控制

一般說明

軌對軌輸出擺動與直流精度相結合是OP495四和OP295雙CBCMOS運算放大器的關鍵特性。通過采用雙極性前端，實現了比CMOS設計更低的噪聲和更高的精度。輸入和輸出范圍都包括負電源，為用戶提供“零輸入/零輸出”功能。對于使用3.3伏系統（如鋰電池）的用戶，OP295/OP495指定用于3伏操作。

對于開環操作，規定的最小增益為1000V+a，最大增益為1000V/a。這產生的性能可用于實現高精度系統，甚至在單電源設計中也是如此。

OP295/OP495具有變軌和向負載供電+15毫安的能力，是功率晶體管和“H”橋的理想驅動器。這使得設計能夠實現更高的效率，并比以前不使用分立元件的情況下向負載傳輸更多的功率。對于應用程序這需要驅動感應負載，如變壓器，提高效率也是可能的。與CMOS軌對軌放大器相比，驅動電容性負載時的穩定性是該設計的另一個優點。這對于驅動同軸電纜或大型FET晶體管非常有用。OP295/OP495在負載超過300 pF時穩定。

OP295和OP495在擴展的工業（–40°C到+125°C）溫度范圍內指定。OP295有8針塑料和陶瓷DIP加上SO-8表面安裝封裝。OP495s有14針塑料和SO-16表面安裝封裝。有關MIL-STD-883數據表，請聯系當地銷售辦事處。

引腳連接

骰子特征

OP295模具尺寸0.066×0.080英寸，5280平方英寸。密耳基底（芯片背面）連接到V+。晶體管計數，74。

OP495模具尺寸0.113×0.083英寸，9380平方英寸。密耳基底（芯片背面）連接到V+。晶體管計數，196。

OP295/OP495–典型特征

應用

鐵路到鐵路應用信息

OP295/OP495有一個很寬的共模輸入范圍，從地面延伸到大約800毫伏的正電源范圍內。在輸入電壓可能超過共模輸入范圍的緩沖應用中，有使用OP295/OP495的趨勢。由于高輸入范圍和軌對軌輸出范圍，這可能最初看起來是可行的。但在共模輸入范圍以上，放大器當然是高度非線性的。因此，當需要軌對軌輸出擺動時，總是要求有一些最小的增益量。根據輸入共模范圍，該增益應至少為1.2。

低跌落基準

OP295/OP495可用于獲得2.5 V或其他4.5 V的低電壓參考電壓，用于僅在+5 V電源下工作的高分辨率a/D轉換器。圖1中的電路將提供高達10毫安的電流。其空載跌落電壓僅為20mv。該電路將以+5伏電源供電3.5毫安以上。

低噪聲，單電源前置放大器

大多數單電源運算放大器的設計都是為了降低電源電流，而犧牲了更高的電壓噪聲。這種權衡可能是必要的，因為系統必須由電池供電。然而，由于所有電路的電阻都趨向于更高，因此，除了運算放大器的電壓噪聲外，約翰遜噪聲（電阻器熱噪聲）也是系統總噪聲的重要貢獻者。

結合低噪聲和單電源操作特點的單片運算放大器的選擇相當有限。大多數單電源運算放大器的噪聲約為30 nV/√Hz到60 nV/√Hz，噪聲低于5 nV/√Hz的單電源放大器不存在。

為了實現低噪聲和低電源電壓運行，離散設計可能提供最佳解決方案。圖2中的電路使用OP295/OP495軌對軌放大器和匹配的PNP晶體管對MAT03，實現輸入電壓噪聲為0的零輸入/零輸出單電源操作3.1 100 Hz時為nV/√Hz。R5和R6將增益設置為1000，使該電路成為在單電源應用中放大低電平信號時最大化動態范圍的理想電路。OP295/OP495提供軌對軌輸出擺動，允許該電路以0至5伏輸出運行。只有一半的OP295/OP495被使用，而另一個未提交的運算放大器在其他地方使用。

輸入噪聲由MAT03晶體管對和集電極電流電平控制。增加集電極電流會降低電壓噪聲。該電路在1.85毫安和0.5毫安的電流下進行了測試。在這兩種情況下，輸入電壓噪聲分別為3.1nv/√Hz和10nv/√Hz，分別是高集電極電流確實會導致電源電流、偏置電流和電流噪聲之間的權衡。所有這些參數都會隨著集電極電流的增加而增加。例如，通常，MAT03的hFE=165。這將分別產生11μA和3μA的偏壓電流?；诟咂秒娏?，該電路最適合于低源阻抗的應用，如磁性拾音器或低阻抗應變量規。此外，高的源阻抗會降低噪聲表演。為了例如，1 kΩ電阻器產生4 nV/√Hz的寬帶噪聲，這已經大于前置放大器。

集電極電流由R1結合LED和Q2設置。LED是一個1.6V的“齊納”，它的溫度系數接近于Q2的基極發射極結，它在R1上提供恒定的1.0V電壓降。R1等于270Ω時，尾電流為3.7 mA，集電極電流為1.85 mA的一半?？梢愿淖僐1的值來調整集電極電流。每當R1改變時，R3和R4也應調整。為了保持包括接地在內的共模輸入范圍，Q1和Q2的集電極不應超過0.5V，否則會飽和。因此，R3和R4必須足夠小，以防止這種情況發生。它們的值以及R1的兩個不同值的整體性能總結在表1中。最后，需要電位計R8來調整偏移電壓，使其歸零。使用OP90作為輸出放大器可以獲得類似的性能，節省約185μa的電源電流。然而，輸出擺動不包括正軌，帶寬將減少到大約250赫茲。

重載行駛

OP295/OP495非常適合通過使用功率晶體管、達林頓或FET來增加負載電流來驅動負載。擺動到任何一根軌道的能力可以保證設備是硬啟動的。這導致了更多的功率負載和效率的提高使用標準運算放大器與他們的有限輸出擺動。OP295/OP495也可以驅動功率fet，因為它能夠在不振蕩的情況下驅動幾百個picofarads的電容負載。

在不添加外部晶體管的情況下，OP295/OP495可通過±15或+30伏電源驅動超過±15毫安的負載。這種驅動能力在較低的電源電壓下會有所降低。在±5伏時，驅動電流為±11毫安。

在單一電源應用中，驅動電機或執行器的兩個方向通常是使用“H”電橋來完成的。該原理如圖3a所示。通過一個+5伏的電源，該驅動器能夠在兩個方向驅動0.8伏到4.2伏的負載。圖3b顯示了驅動器逆變和非逆變輸出的電壓。有一個小的交叉故障是頻率依賴的，不會引起問題除非這是一個低失真的應用，如音頻。如果這是用來驅動感應負載，一定要添加二極管夾，以保護電橋免受感應回跳。

直接接入安排

OP295/OP495可用于單電源直接接入裝置（DAA），如圖4所示。此圖顯示了一個典型的DM的一部分，它可以從單個+5伏電源供電，也可以在+3伏電源上工作，只需稍加修改。放大器A2和A3被配置成使得發射信號TXA被A2反轉而不是被A3反轉。這種裝置以差分方式驅動變壓器，從而使變壓器的驅動力在單個放大器裝置上有效地加倍。此應用程序利用OP295/OP495驅動電容性負載的能力，并在單電源應用中節省電力。

單電源儀表放大器

OP295/OP495可配置為單電源儀表放大器，如圖5所示。在我們的例子中，VREF設置為，VO相對于VREF被測量。輸入共模電壓范圍包括兩個軌道的接地和輸出擺動。

電阻器RG設置儀表放大器的增益。最小增益為6（無RG）。所有電阻應在絕對值和溫度系數上匹配，以最大限度地提高共模抑制性能和減小漂移。此儀表放大器可在低至3伏的電源電壓下工作。

單電源RTD溫度計放大器

這種電阻式溫度檢測器放大器利用了OP295/OP495的軌間擺幅，在低5伏電源的情況下實現高橋電壓。OP295/OP495放大器為電橋提供恒定的200μa電流。通過并聯電阻器6.19 kΩ和2.55 MΩ的回流電流下降，產生一個伺服到1.235v的電壓，該電壓由AD589帶隙基準確定。3線電阻式溫度檢測器在電橋的兩個100Ω支腿中提供相等的線電阻降，從而提高了精度。

AMP04放大差分電橋信號并將其轉換為單端輸出。增益由332Ω電阻器和50Ω電位計的串聯電阻設置。增益縮放輸出以產生4.5 V滿標度。輸出端0.22μF電容器提供7 Hz低通濾波器，以將噪聲保持在最低水平。

一種冷端補償，電池供電的熱電偶放大器

OP295/OP495每放大器消耗150μA的靜態電流，使其適用于電池供電的溫度測量儀器。K型熱電偶終止于一個等溫塊中，通過將相等但相反的熱電勢加在放大器上，可以連續監測和校正端接結的環境溫度，從而消除冷端引入的誤差。

校準時，將熱電偶測量接頭浸入0°C冰浴中，將500Ω調零電位計調整至零伏輸出。然后將熱電偶浸入250°C的溫度槽或烤箱中，并將刻度調整罐調整為2.50 V的輸出電壓，相當于250°C。在該溫度范圍內，K型熱電偶非常精確，并產生相當線性的傳輸特性。無需線性化即可達到±3°C的精度。

即使允許電池電壓降至7伏以下，軌對軌擺動允許溫度測量到700°C。但是，如果溫度高于250°C，熱電偶變得相當非線性，則可能需要線性化。該電路從9V蓄電池中吸取的電源電流略低于500μA。

僅5V，12位DAC，擺動0 V至4.095 V

圖8顯示了一個完整的電壓輸出DAC，在一個+5 V電源的情況下具有寬輸出電壓擺幅。串行輸入12位D/A轉換器配置為電壓輸出設備，1.235V參考電壓為電流輸出引腳供電（IOUT）DAC的。通常是輸入的VREF現在變成了輸出。

來自DAC的輸出電壓是基準的二進制加權電壓，該電壓由輸出放大器獲得，使得DAC具有每比特1mv的傳輸函數。

4–20 mA電流回路變送器

圖9所示為自供電4–20 mA電流回路變送器。整個電路從單電源（12伏到36伏）回路向上浮動。電源電流攜帶4至20毫安范圍內的信號。因此，4毫安確定了基線電路必須運行的當前預算。該電路僅消耗1.4毫安的最大靜態電流，使2.6毫安的電流可用于額外的信號調節電路或為電橋電路供電。

一種3伏低壓差線性穩壓器

圖10顯示了一個簡單的3V電壓調節器設計。調節器可以提供50毫安的負載電流，同時允許0.2伏的壓降電壓。OP295/OP495的軌對軌輸出擺動方便地驅動MJE350通晶體管，無需特殊的驅動電路。在空載情況下，它的輸出擺幅小于通管晶體管的基極發射極電壓，幾乎關閉了器件。在滿負荷和低發射極-集電極電壓下，傳輸電阻β趨于減小。額外的基極電流可由OP295/OP495輸出輕松處理。

放大器將輸出伺服到一個恒定的電壓，這個電壓將信號的一部分饋送給誤差放大器。

更高的輸出電流，達到100毫安，可以實現更高的下降電壓3.8伏。

圖11顯示了調節器的恢復特性，當其輸出經歷20毫安到50毫安的階躍電流變化時。

低壓差，500毫安電壓調節器，可折疊限流

在調節回路中增加第二個放大器，如圖12所示，可提供輸出電流監視器和可折疊限流保護。

放大器A1為正常的電壓調節回路提供誤差放大。只要輸出電流小于1安培，放大器A2的輸出就會擺動到地上，使二極管反向偏壓，從而有效地使自身脫離電路。然而，當輸出電流超過1安培時，通過0.1Ω感測電阻器產生的電壓會迫使放大器A2的輸出變高，使二極管向前偏置，進而關閉電流限制回路。此時A2較低的輸出電阻控制著對功率MOSFET晶體管的驅動，從而有效地從電路中移除了A1電壓調節回路。

如果輸出電流持續大于1安培，電流限制回路會迫使負載電流降低，從而導致相應的輸出電壓下降。當輸出電壓下降時，限流閾值也會略有下降，導致輸出電流隨著輸出電壓的降低而減小，在1v輸出時，輸出電流小于0.2a。這種“折回”效應大大降低了短路情況下的功耗，從而使電源在熱設計要求方面更為寬容。功率MOSFET上的小熱沉是可以容忍的。

OP295的軌對軌擺動要求功率MOSFET具有更高的柵極驅動，從而為晶體管提供更全面的增強。調節器在500毫安的負載電流下表現出0.2伏的壓降。在1安培輸出時，壓降電壓通常為5.6伏。

方波振蕩器

圖13中的電路是方波振蕩器（注意正反饋）。OP295/OP495的軌對軌擺動有助于保持恒定的振蕩頻率，即使供電電壓變化很大?？紤]一個電池供電的系統，其中的電壓不受調節和下降時間。那個rail-to-rail swing確保非轉換輸入看到完整的V+/2，而不是它的一小部分。

恒定頻率來自這樣一個事實，即58.7 kΩ反饋設置了施密特觸發閾值電平，與電源電壓成正比，RC充電電壓電平也是如此。因此，RC充電時間和頻率保持不變，與電源電壓無關。放大器的轉換率將振蕩頻率限制在+5V電源下的最大值約為800Hz。

單電源差分揚聲器驅動器

作為差分揚聲器驅動器連接，OP295/OP495可向負載提供至少10毫安的電流。在600Ω負載下，OP295/OP495可以在負載范圍內的峰間擺動接近5伏。

高精度，單電源，低功耗比較器

OP295/OP495構成了一個精確的開環比較器。對于單+5 V電源，偏移誤差小于300μV。圖15顯示了OP295/OP495在4 mV過驅動下運行開環時的響應時間。上升沿的響應時間為4毫秒，下降沿的響應時間為1.5毫秒。

外形尺寸

尺寸單位為英寸和（mm）

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